6G预研追踪系列:6G SSB讨论学习笔记(续)
- 2026-04-08 18:02:16
首先，可以设计新的SSB信号以提供更好的单次检测性能，从而降低UE的复杂度和合并延迟。
在PSS方面，可以研究新的波形来降低频率扫描的复杂度，例如：基于FMCW的波形
在SSS上，它可以将PBCH DMRS的功能统一用于PBCH信道估计，从而降低DMRS开销，并且SSS RE位置可以更均匀地分布，以提高信道估计性能。
在PBCH上，可以将时变SFN与其余时不变PBCH有效载荷分离，以便于跨时间合并时不变PBCH部分。此外，通过考虑PBCH的多频假设，可以增加同步栅格间距，而不会降低实际PBCH带宽。
新的SSB设计可以联合考虑不同频谱分配的性能，而不是简单地在5G中为3 MHz分配而对PBCH进行打孔。
最后，可以考虑新的MIB内容以实现高效且强壮的初始接入，例如：为了避免不必要的SIB1获取，需要提供SIB1版本ID；为了支持各种广播PDCCH的覆盖增强方案，需要提供PDCCH覆盖增强信息。
特别地，6G小区应在MRSS中与5G和6G小区同时传输6G SSB，而不是复用5G SSB。如果复用5G SSB，除了会失去6G SSB带来的上述改进机会外，执行RAT内小区重选的UE也无法判断小区是否支持6G。此外，在MRSS中复用5G SSB还会阻碍网络侧的硬件升级。因此，应重新设计6G SSB，并由6G小区在所有6G频谱（包括MRSS）中传输。
为了提高网络能效 (NES)，目前流行的做法是简单地增加6G中的SSB周期，例如，在初始小区选择时增加到160毫秒。这种做法主要是基于在空小区中观察到的NES问题。下文将针对不同的小区负载假设和TR 38.864中FR1 Set 1的参考参数，对各种SSB周期进行NES分析。小区采用单波束SSB/SIB1模式。此外，我们的分析假设SIB1的周期与SSB周期相同，而PRACH RO配置为PRACH配置索引98，且周期与SSB周期相同，如下图用于NES评估的公共信道配置：
在各种SSB周期和负载下进行NES分析如下图所示：
主要观察结果如下：
较长的SSB周期带来的NES显著依赖于gNB的实现方式例如，对于一个空载小区，在80ms SSB周期下，Cat-1和Cat-2基站的NES分别比20ms SSB周期下高约58%和5.5%。
对于Cat-1基站，NES对网络流量非常敏感。例如，在5%、15%和30%的低负载下，80ms SSB周期下的NES分别约为18%、8%和4%。
另一方面，网络流量对Cat-2基站NES的影响仅为3%以内。
这个评估仅包含SSB、SIB1和RO监控，并未包含CSI-RS、PUCCH、PUSCH、TRS、完整的RACH流程或重传，这些因素会进一步降低观察到的能量效率提升。
由上可以看到，较长SSB周期下的NES显著依赖于gNB的具体实现方式。此外，对于周期为80ms SSB的Cat-1和Cat-2，当小区负载仅为15%时，NES 分别仅为8%和3.5%左右。
从UE的角度来看，延长SSB周期会对UE的实现、性能和用户体验产生影响。对空闲UE产生以下影响：
频率扫描期间，尤其是在需要跨时间进行SSB合并时（例如，对于小区边缘或附近的UE），会增加小区发现和PBCH解码的延迟。
还会增加UE存储用于小区检测的时间样本和/或检测器输出所需的内存。否则，如果保持与5G中20ms SSB搜索相同的内存，频率扫描延迟将受到显著影响。
由于最新SSB与广播信道之间可能存在较大的时间间隔，导致T/F跟踪性能下降或信道估计性能下降，稀疏的SSB也会影响广播信道接收（例如，SI、寻呼和RACH过程）。
对于FR2，更长的SSB周期会增加UE波束优化延迟，从而在UE移动的情况下影响广播信道接收。
此外，更长的SSB周期还会对连接的UE产生以下影响：
首先，更少的SSB机会会影响各种服务小区测量的精度和延迟，包括T/F跟踪、BFD、RLM等。例如，当前的5G规范假设RLM需要约10个SSB样本，而5G规范假设SSB周期为80ms，则SSB周期将从200ms增加到800ms。这意味着在触发 RLF 以重建链路之前，UE 可能长时间处于较差的无线信号状况。
对于C-DRX，稀疏的SSB会阻碍与任意C-DRX周期的对齐，例如，DRX ON周期与最新SSB之间的时间偏移可能很大。
对于移动性，较长的SSB周期也会影响RRM测量精度以及切换命令延迟。由于测量事件稀疏，发出切换命令时最佳切换时间可能已经过去，这可能导致掉话。
如现场观察，网络可能会盲目地将UE重定向到另一个目标频率，而该频率之前并未进行测量，例如，由于没有时间进行测量或缺乏RAT/厂商间的协调。在这种情况下，较长的SSB周期会增加重定向频率的小区搜索延迟。如果未找到合适的小区，UE可能需要执行频率扫描，而较长的SSB周期会增加频率扫描时间，从而导致重定向过程延迟增加。此外，RLF恢复也存在类似问题，较长的SSB周期会增加小区搜索延迟，从而导致链路重建过程延迟增加。
对于FR2，由于UE移动性导致UE波束优化延迟增加，较长的SSB周期也会降低DL/UL性能。
例如下图所示的SSB周期对吞吐量影响的测量结果例子，基于测量结果展示了SSB周期对吞吐量的影响。该设置假设信道为100MHz TDD、4Rx、MCS27 256Q、AWGN信道。PDSCH与最近的SSB之间的时间间隔等于SSB周期。从图中可观察到，SSB周期对PDSCH吞吐量有显著影响。具体而言，在频率漂移为0.1 ppm/sec的情况下，与20 ms周期相比，40 ms周期的吞吐量损失为18%，80 ms周期的吞吐量损失为33%。因此，增加SSB周期的尝试需要充分论证其合理性。
另一方面，虽然可以引入按需SSB和密集CSI-RS来减轻对已连接UE的影响，但在实际应用中并非总能保证实现。此外，对于RRM，需要从相邻小区传输数据。这在实际应用中将更加难以实现，尤其是在服务小区和相邻小区属于不同的CU/RAT时。此外，由于小区间异步性（需要进行多次 FFT 运算来测量小区的CSI-RS），基于CSI-RS的相邻小区测量的UE实现复杂度远高于基于SSB的测量。因此，UE实现的各个方面都必须依赖于默认周期的SSB信号，而这通常是唯一能保证始终开启的信号。所以，我们倾向于初始接入时默认SSB周期保持20毫秒不变，但同时开放40毫秒的周期，因为超过40毫秒会对用户体验产生明显影响。
Part2：同步信号的设计讨论
这个部分小结潜在SSB增强方案的看法。尽管5G SSB结构是一个良好的开端，但我们认为在检测性能（覆盖范围）和检测复杂度方面仍有改进空间。此外，6G SSB的设计应支持不同类型的UE，包括eMBB UE和IoT UE。
NR的PSS设计源自LTE的PSS设计。它会发送一个时域序列，接收机可以与该序列进行时间相关检测，从而判断该序列是否被发送，并生成足够精确的定时和频率偏移估计，以便在后续步骤中进行进一步优化。PSS检测耗时耗力。在给定未知定时的情况下，必须枚举SSB周期内的所有定时假设。由于UE振荡器的载波频率偏移范围相对较大，还需要测试多个频率偏移区间，这进一步增加了检测的复杂度。此外，在没有先验信息的情况下进行初始搜索时，UE不知道SSB部署在哪个同步栅格点上。UE需要依次搜索每个同步栅格点，这会导致此类场景下初始接入延迟较长。
早期对LTE和NR中PSS的研究发现，PSS所使用的具体序列并非至关重要。只要序列具有足够好的自相关特性（能够应对时移和频移），从而能够产生足够精确的时移和频移估计，那么无论使用哪种序列，检测性能都将相近。on/off检测性能主要取决于序列的能量（所利用的时域/频域资源）。这促使我们思考，对于6GR，如果我们有机会重新设计PSS，我们可以获得哪些好处，例如降低检测复杂度。从降低检测复杂度的角度来看，single tone波形是最容易检测的波形。我们可以简单地使用FFT来识别哪个tone能量最高。然而，single tone波形存在能量集中于该tone的问题，其鲁棒性不足，例如当该tone衰落或被遮挡时。single tone信号的替代方案是发射线性调频（FMCW）信号。这可以有效地将信号扩展到选定的带宽上，从而获得更好的分集效果。在接收端，可以使用简单的去调频处理（de-chirp）将信号转换回beat频域中的single tone信号，以便于检测。这里，beat frequency是指PSS候选信号与接收端本地FMCW信号斜率之间的差值。最佳beat frequency是指使用接收端本地FMCW信号对接收信号进行去调频处理后所观察到的频率。在NR/LTE中，我们有3种不同的PSS序列，最初设计用于支持同一站点的3个扇区，因此每个扇区可以部署不同的PSS。如果想在6GR中沿用相同的设计，我们也需要3种新的序列。然而，对于X-FMCW波形，支持多个序列并不容易。因此，我们可以引入多个（3个）子同步栅格，分别对应于每个同步栅格。需要针对FMCW在6GR PSS上的使用进行进一步研究。（参考r1-2601273相关信息）
2.2 SSS设计讨论
在NR中，SSS与PBCH（包括PBCH DMRS和数据）进行QCL耦合。作为一种实现方案，可以将SSS与PBCH DMRS结合使用进行信道估计，以进一步提高 PBCH 解码的信道估计质量。然而，我们认为这可能并非对可用资源的有效利用。对于6G，统一SSS和PBCH DMRS将更有利。换句话说，我们可以将SSS RE均匀分布在PBCH的频域中，并将其用于PBCH解码的信道估计，而不是发送专用的PBCH DMRS。考虑到当前5G SSS的RE数量少于PBCH DMRS的RE数量，如果我们使用相同数量的RE用于SSS的PBCH信道估计，则信道估计质量可能不够理想。如果情况属实，我们还可以考虑为SSS使用更多RE，这可以同时提供更好的信道估计并提高SSS的检测性能。
2.3 PBCH设计讨论
这里将探讨PBCH的两种潜在改进方案：
方案1， 将SFN内容（时变）与PBCH的其他部分（时不变）分离。
5G-NR SSB设计的一个痛点在于，时变的子帧编号 (SFN) 包含在PBCH有效载荷中，这限制了UE跨不同SSB instances进行软合并的PBCH解码。一种解决方案是将SFN从PBCH有效载荷的其余部分分离出来进行单独编码，而剩余的PBCH有效载荷则保持时不变（至少在更长的时间尺度上，可达秒级）。只要PBCH的内容保持不变（这在实际部署中通常是如此），就可以使用多个instances的软合并来解码这种时不变的PBCH。这也使得射频能力较弱的6G IoT设备（例如，1Rx）可以通过对PBCH的时不变部分进行更多次软合并来达到eMBB的覆盖范围。PBCH的SFN部分很短。基于序列的设计可能很适合承载这些信息，并且可以设计成支持软合并。使用时变分量和时不变分量对PBCH信息比特进行编码时的SSB处理流程图如下，其中包括PBCH的时变分量和时不变分量：
分配给PBCH的RE将被分为两部分：一部分是包含（部分）SFN比特的时变分量，另一部分是包含剩余PBCH比特的时不变分量。时不变分量采用24位CRC校验和进行保护，并使用极化码进行编码，同时进行速率匹配以适应分配给它的接收误差，这与NR中PBCH的编码方式类似。由于时不变分量的变化速度远低于时变分量，只要时不变分量不在信息比特变化的边界处，接收机就可以采集多个时不变分量的样本并进行软合并以进行解码。假设PBCH的时变分量和时不变分量的检测是相干的，并使用PBCH DMRS进行信道估计。时变分量（SFN）的特性是，在每个SSB周期内，其值会随着循环次数的增加而递增。为了利用这一特性，我们考虑使用SFN循环使用的码本序列对其进行编码，如下表所示。例如，该码本可以由Hadamard矩阵的列构成。
这里可考虑将SFN从PBCH有效载荷的其余部分分离出来进行单独编码，并研究如何对SFN进行编码以辅助在SSB实例上进行软合并。（进一步信息参考r1-2601273）
方案2，引入PBCH的2-part repetition，以提高信道带宽限制在3MHz时的PBCH解码性能。
根据RAN #110的约定，6GR支持3MHz的最小频谱分配，并采用15kHz的SCS。在5G中，如果分配的频谱为3MHz，则仅保留中间12个RB对PBCH进行简单分割，导致PBCH解码性能欠佳。在6G中，可以在不牺牲5MHz频谱分配性能的前提下，提升3MHz频谱分配的性能。如下图所示的采用两部分重复的统一PBCH设计，PBCH RB可以分成两部分。相同的编码比特可以作为一次重复存储在每一部分中。
在3MHz频谱分配的情况下，UE仅基于中间12个RB中的第一个PBCH重复进行解码。如下图所示的3MHz频谱分配的PBCH解码性能，与5G基于分割的PBCH解码相比，在加性高斯白噪声 (AWGN) 环境下，所需的信噪比 (SNR) 降低了2dB。
在300ns 的TDL-C信道下，增益约为1dB。当频谱分配达到5MHz或更高时，UE将通过合并两部分中的两次repetition信号来解码PBCH。如下图所示的5MHz频谱分配的PBCH解码性能，PBCH的性能几乎与5G PBCH相同。因此，深入研究采用两部分重复信号的 PBCH
• 如果网络分配的频谱为3MHz，则UE仅基于中心12个RB中的第一次PBCH repetition信号来解码PBCH。
• 否则，UE可以通过合并两次PBCH重复信号来解码PBCH。
关于频率方向的SSB维度，我们倾向于采用与5G相同的20个RB。虽然较小的RB数量可以增加同步栅格间距，但会降低PBCH DMRS的时频跟踪性能，而这对于接收其他下行链路信道至关重要。如下图所示的SSB带宽对频率误差的影响的情况可看到SSB带宽对频率误差有显著影响。
具体而言，为了达到1%的经SCS归一化的频率误差RMSE，采用20个RB的SSB所需的信噪比比采用12个RB的SSB低2dB。因此，保持与5G相同的20个RB的SSB带宽是有益的。
在5G中，全频扫描期间，UE基于GSCN在同步栅格上搜索小区。对于5G支持FDD的fc< 3GHz频段，栅格频率为3个，间隔为100kHz，每1.2MHz一个。如此紧密的GSCN间隔会导致UE扫描时间过长和能耗过高。为了降低UE在初始小区搜索期间的功耗和延迟，可以考虑增加同步栅格的间隔。一种增加同步栅格间隔的方法是利用多频PBCH来减少有效SSB带宽。如下图所示的PBCH多频假设，除了对称的PBCH位置外，还可以通过向上或向下移动PBCH来引入两个额外的PBCH位置。在同步栅格间隔较稀疏的情况下，通过选择合适的PBCH频率位置，整个SSB仍然可以适应给定的信道带宽。
对fc>3GHz的GSCN位置，5G SSB需要6个同步频率才能覆盖带宽内所有可能的下行链路信道，而如果采用多频假设的PBCH，则在相同带宽下仅需2个同步频率。与直接降低SSB带宽相比，该方案仍能保持相同的实际SSB带宽，从而提供与PBCH DMRS相同的时频跟踪性能，并且无需延长单个SSB和SSB burst持续时间即可承载相同的PBCH有效载荷。因此，研究多频假设的PBCH是有益的。如下图PBCH多频低通滤波器栅格间距缩减示意图：
通常情况下，广播信道是下行链路的覆盖瓶颈。具体而言，广播PDCCH已被确定为5G 4GHz TDD的瓶颈。如下表所示的FR3 DL通道链路预算，除了广播PDCCH之外，广播PDSCH（用于SIB1和Msg4）也是FR3下行链路的瓶颈。这主要是由于它们的有效载荷较大以及使用了次优的波束成形。因此，研究广播PDCCH和PDSCH（包括用于SIB1和Msg4的PDSCH）的覆盖增强方案将十分有益。
在5G网络中，空闲的UE会获取SIB1以获取关键的驻留和接入信息。R19版本引入了按需SIB1传输机制，以提升网络效率 (NES) 并降低开销。然而SIB1的内容通常保持静态，不仅随时间推移保持不变，而且在不同的小区之间也保持不变。当空闲的UE移动到新的小区时，其对应的SIB1很可能包含与前一个小区相同的接入信息。尤其是在UE位于新小区边缘时，它可能需要多次尝试解码SIB1，而SIB1的有效载荷通常较大。这会影响SIB1获取的能量消耗和延迟。避免不必要的SIB1获取的一种方法是引入SIB1 version ID，该ID可以在MIB或SIB1调度PDCCH中广播。例如，如下图所示的小区间的SIB1 version ID，空闲的UE首先从旧小区获取version ID为7的SIB1，然后移动到新小区。如果新小区的MIB指示的SIB1版本ID也为7，则UE可能不需要重新获取SIB1，从而节省能量和相应的开销。
在5G中，由于特定UE类型（例如NTN、配备1或2个接收端的 (e)RedCap、配备2个接收端的XR 等）的引入较晚，因此针对特定UE类型的小区限制指示信息会通过SIB1信令传递。这些UE可能需要读取SIB1来判断小区是否对其限制。为了节省 SIB 获取能量、延迟和开销，可以将特定UE类型的小区限制指示信息提前在MIB中提供。为了限制对MIB有效载荷的影响，可以仅考虑少数几种常用的UE类型。
在5G网络中，无论UE移动到新小区还是同一小区的SIB1更新，都会向UE发送完整的SIB1信息。如果大部分信息与UE之前获取的SIB1相同，这种方式效率可能不高。为了提高SIB1的传输效率和覆盖范围，可以考虑对SIB1进行分段。例如，可以将SIB1分割成区域特定段和小区特定段，这样，当UE移动到与之前驻留小区具有相同区域特定段的新小区时，可能只需要获取小区特定段。再举一个例子，如果网络只更新一个SIB1段，那么已经获取了先前SIB1的UE可能只需要获取更新后的段，而不是整个SIB1的内容。因此，研究SIB1分段对于实现更高效、更稳健的SIB1更新至关重要。
在5G中，SIB1的有效载荷大小可能很大，例如FR1的有效载荷约为800到 1500比特。SIB1 PDSCH可能成为下行链路的覆盖瓶颈之一。例如，如下图 所示的5G RMSI PDSCH与PDCCH覆盖范围对比，对于单次解码（红色对比蓝色），在1% BLER下，SIB1 PDSCH的性能比SIB1 PDCCH差5dB，而如果SIB1 PDSCH在每个RMSI周期内进行4次合并（黄色对比蓝色），则二者的性能相近。
上述结果基于采用复用模式1的5G设置，其中PDCCH具有48个RB、2个符号、64比特，而PDSCH具有48个RB、12个符号、1500比特。在独立组网的FR2部署中，SIB1 PDSCH的覆盖问题将更加突出，因为在复用模式3中，SIB1 PDSCH只有2个符号。
提高广播PDSCH覆盖率的一种方法是向UE指示更多的时空合并机会。例如，SIB1通常不会在各个SIB1周期内发生变化，如果UE知道这一点，就可以跨周期合并SIB1 PDSCH。如下图所示的SIB1 PDCCH表示当前周期和上个周期的PDSCH含量相同，SIB1 PDCCH中的1位可以指示当前SIB1周期内的SIB1 PDSCH内容与上一个周期相同。这将为UE提供更多的合并机会，这对于6G尤其有利，因为6G中SIB1的时间段可能更稀疏，以用于NES。
类似的概念也可以扩展到寻呼，寻呼PDCCH可以指示当前寻呼PDSCH的内容与被监控UE上次寻呼时的内容相同。除了时间信息外，SIB1或寻呼PDCCH还可以指示相同的PDSCH内容通过不同的波束传输，从而为UE提供更多空间合并机会。因此，研究促进跨时间和波束广播PDSCH合并的机制将十分有益。
在5G中，SIB1中的初始接入配置参数对于不同的SSB ID是相同的。然而，这可能无法区分不同SSB ID对接入负载和覆盖范围的不同需求。例如，统计上接入负载较高的SSB方向可以分配更多的RO。此外，某些SSB方向可能会遇到主要障碍物，这通常会增加这些方向的路径损耗。为了达到与其他SSB方向相同的覆盖距离，可以在这些SSB方向上为广播PDCCH配置更多的重复次数。或者，也可以通过区分不同SSB ID的SSB发射功率来实现相同的覆盖距离。
在4G网络中，PBCH支持多个天线端口以实现发射分集，从而提高可靠性。而在5G网络中，SSB只有一个端口，UE会根据最强RSRP来选择SSB及其关联的小区（例如在初始接入时）。然而，单端口SSB测量并不能反映相应的MIMO信道容量。例如，来自某个小区的最佳SSB可能并非提供最强 RSRP，但却可以提供更高的rank，从而带来更高的吞吐量。因此，SSB设计若能支持MIMO信道测量，将有助于UE选择提供最佳吞吐量的SSB beam/小区。下图展示了一个多端口PBCH的示例（带CDD多路复用天线端口的PBCH DMRS），其中来自两个天线端口的两个PBCH DMRS序列复用到同一组PBCH RE上。可以在频域中对第二个DMRS序列应用相位ramp，从而使其在时延域中的信道脉冲响应 (CIR) 与第一个DMRS序列的CIR分离。它本质上是一种基于CDD的PBCH方案，自然地提供了每个天线端口的CIR测量，从而简化了MIMO信道测量。
在6G中，预计可以激活各种按需RS来提高已连接和空闲UE的测量性能。为了充分利用所有可用资源，联合使用常开SSB和按需RS将是有益的，例如，通过对不同的测量指标进行适当的滤波和缩放。
除了SSB之外，广播周期多端口CSI-RS也可用于MIMO信道测量，以促进基于频谱效率的波束/小区选择。与始终开启的SSB相比，周期性CSI-RS在配置和启用方面具有更大的灵活性。此外，周期性CSI-RS可为早期CSI报告提供更低的报告延迟和更高的测量精度。与5G R20中由Msg4触发的非周期性早期CSI测量不同，空闲UE在收到UL数据或DL寻呼后即可开始测量周期性CSI-RS，并最早在Msg3中发送报告。此外，如果时间充足，UE可以测量多个周期性CSI-RS周期，以提高测量精度。考虑到NES和开销，广播周期性CSI-RS可以与其他周期性公共信道（例如 SSB、RO、PO、SIB1）捆绑在一起形成一个信道簇。此外，与R17中空闲UE的TRS类似，周期性CSI-RS可以在已向已连接UE发送时进行机会性发送。
在6G中，可以提前向空闲UE指示NES小区的同步信号可用性。例如，主要用于业务卸载的小区可以在数据非高峰时段（即没有已连接UE）关闭SSB甚至完全关闭NES功能。在这种情况下，可以提前将小区NES状态告知驻留的空闲/非活动UE，以避免不必要的测量以及接收广播消息造成的中断。这种同步信号可用性指示可以由NES小区自身或其相邻小区提供。
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